Управление величиной выпрямленного напряжения является обязательным условием проведения производственных процессов, использующих источники постоянного тока. В зависимости от отрасли изменяются необходимый диапазон и необходимая точность регулирования [6]. Дискретное регулирование осуществляется в основном механически при помощи РПН или ПБВ трансформаторов. Плавное регулирование можно осуществить, применяя тиристорные выпрямители [1] либо дроссельное управление диодными выпрямителями [3]. Оба эти способа приводят к ухудшению энергетических показателей выпрямителей вследствие практически линейной зависимости потребляемой преобразователем реактивной мощности от угла управления.
Достигнутый к настоящему времени уровень развития силовой электроники позволяет создавать преобразователи на полностью управляемых вентилях, в которых посредством применения широтно-импульсной модуляции (ШИМ) на зажимах переменного тока создаются переменные напряжения, первые гармоники которых свободно регулируются как по амплитуде, так и по фазе [2]. Внесение указанных напряжений, пропущенных через низкочастотный фильтр, последовательно с фазными напряжениями питающей сети позволяет осуществить векторное управление выходным напряжением рассматриваемой системы и потоками мощности [5].
Применение для компенсации реактивной мощности, потребляемой выпрямителем, компенсирующего устройства малой установленной мощности, фильтрующего в коммутирующие конденсаторы нечетно-кратные гармоники входных токов преобразовательных блоков, позволяет получить максимальную жесткость внешней характеристики выпрямителя при полной компенсации потребляемой им реактивной мощности. Однако в выпрямителе данной конструкции не устраняется вышеназванный недостаток фазового способа управления выпрямленным напряжением [8].
Впервые способ векторного управления выпрямленным напряжением диодного преобразователя был предложен в [9, 4]. В работах [10, 7] проведено теоретическое исследование электромагнитных процессов и характеристик компенсированных выпрямителей с векторным управлением.
В настоящей работе с использованием лабораторного стенда выполнено экспериментальное исследование электромагнитных процессов и характеристик двенадцатифазного компенсированного выпрямителя с векторным управлением, в котором в коммутирующие конденсаторы фильтруются нечетно-кратные гармоники токов преобразовательных блоков.
Материалы и методы исследования
Схема экспериментальной установки показана на рис. 1. В качестве источника энергии в установке используется трехфазная сеть внутреннего электроснабжения университета с напряжением 380 В. Специальные технические средства, позволяющие улучшить показатели качества электроэнергии, не используются. Ввиду отсутствия в лаборатории мощных трехфазных активных преобразователем с ШИМ в качестве устройства векторного управления использован индукционный регулятор (1). Для измерения разности фаз между напряжением питающей сети и первой гармоникой входного тока преобразователя использовался фазометр ЭЛФ с классом точности 1,5 (2).
Трехфазный трехстержневой многообмоточный силовой трансформатор (3) имеет первичную трехфазную обмотку, соединенную в звезду (c числом витков w1), и вторичные обмотки, соединенные по схемам «треугольник» (
витков) и «звезда» (w1/3 витков). Группы соединения обмоток У/Д/У-11-0. Трансформатором (3) создается ЭДС контура коммутации 
.
Для создания компенсирующего устройства (4) используются две трехфазные трансформаторные группы (5 и 6) с коэффициентами трансформации между первичными обмотками (к которым подключаются коммутирующие конденсаторы (7)) и вторичными обмотками, равными 
и 1 для групп 5 и 6 соответственно. Обмотки трансформаторных групп соединены по схемам «треугольник – звезда» (группа (5)) и «звезда – звезда» (группа (6)). Экспериментально установлено, что индуктивное сопротивление контура коммутации xk = 5 Ом.
Конденсаторная батарея (7) компенсирующего устройства выполнена с помощью дискретно регулируемых в каждой фазе конденсаторов. Характеристики и электромагнитные процессы при проведении эксперимента исследуются в основном режиме работы преобразователя. При данном сопротивлении контура коммутации и емкости конденсаторов в каждой фазе С = 17,69 мкФ, соответствующей относительной частоте контура коммутации ν = 6, появляющийся при малых токах режим с повторной проводимостью вентилей, не позволяет снять исследуемые нами характеристики. Поэтому при проведении эксперимента значения емкости были установленными равными 28; 32 и 58 мкФ, что соответствует относительным частотам контура коммутации ν, равным 4,77; 4,42 и 3,3.
Рис. 1. Принципиальная схема экспериментальной установки
Крайне важным условием подбора трансформаторного оборудования являлось равенство сопротивлений контуров коммутации для обоих вентильных блоков. Экспериментально данное условие было проверено измерением токов одной из фаз для двух вентильных блоков. Равенство величин токов и коммутационных интервалов (рис. 3, б) свидетельствовало, что необходимая симметрия достигнута.
Вентильные блоки (8) и (9) выполнены по мостовой схеме. Для обеспечения равномерного распределение выпрямленного тока между параллельно работающими мостами в схеме присутствует уравнительный реактор (10). В целях уменьшения содержания высших гармонических составляющих в выпрямленном токе использован сглаживающий реактор (11). Нагрузка (12) R изменялась дискретно от 15,4 до 37,6 Ом.
Измерения выпрямленного напряжения выполнены мультиметром Agilent U1241B с относительной погрешностью 0,05 %. Измерение выпрямленного тока осуществляется амперметром М366 с классом точности 1. Получение зависимостей токов и напряжений выполнено электронным осциллографом AKTAKOM ACK-3117 при помощи прилагаемого к осциллографу программного пакета miltichannel 2.0.4.3. Для потенциальной развязки и согласования параметров силовой и измерительной частей системы при измерении токов использовались трансформаторы тока УТТ-5 с классом точности 0,2 при сопротивлении нагрузки 0,2 Ом, а также подключенный к их вторичным цепям трехфазный лабораторный шунт с сопротивлением 0,3 Ом на каждую фазу. При измерении напряжений для тех же целей использовались лабораторный делитель напряжения для осциллографа с коэффициентом передачи по напряжению 0,01, а также дифференциальный пробник DP-50 с коэффициентом передачи 0,01 и погрешностью 2 %.
Результаты исследования и их обсуждение
Экспериментальные данные для внешней характеристики выпрямителя показаны на рис. 2. Зависимости на рис. 2, а получены при изменении сопротивления нагрузки и емкости конденсаторной батареи 58 мкФ. Значения фазного напряжения сети и добавочного напряжения, создаваемого статором (1), соответственно равны 220 и 240 В. Напряжения на входе выпрямителя равны 240 В (для зависимости 1); 140 В (для зависимости 2) и 100 В (для зависимости 3). Зависимости на рис. 2, б получены при изменении сопротивления нагрузки и емкостях конденсаторной батареи 28 мкФ (1), 32 мкФ (2) и 58 мкФ (3). Характеристики сняты при фазном напряжении на входе преобразовательного агрегата, равном 240 В. Измерения напряжений и токов проводились до режима повторной проводимости, наступление которого контролировалось по диаграмме напряжения диода (рис. 4, б). Угол сдвига фаз, измеряемый фазометром в диапазоне измерений фактически не изменялся. Для показанных на рис. 2, а зависимостей коэффициент реактивной мощности равен 1; 1,75 и 2,7 для кривых 1, 2 и 3 соответственно.
Во всех случаях экспериментальные данные были аппроксимированы линейными зависимостями Ud(Id) = Ud0 – X∙Id. Правильность выбора функции регрессии была подтверждена расчетами коэффициентов корреляции и ошибок в определении коэффициентов. Коэффициенты корреляции были более 0,995 < 1, ошибки коэффициента Ud0 менее 2 %, ошибки коэффициента X – менее 9 %.
На рис. 2, а показано, что изменение величины входного напряжения выпрямителя позволяет выполнять плавное регулирование величины выпрямленного напряжения. Дополнительно при этом может осуществляться генерация реактивной мощности.
На рис. 2, б показано, что при изменении емкостей коммутирующих конденсаторов изменяется жесткость внешней характеристики выпрямителя. Согласно теории компенсированного выпрямителя [8] жесткость характеристики увеличивается в диапазоне изменения частоты контура коммутации ν от 0 до 6. Таким образом, векторное управление преобразователем при фиксированном значении добавочного напряжения не изменяет качественно тенденций изменения жесткости внешней характеристики.
а
б
Рис. 2
Теория электромагнитных процессов компенсированного выпрямителя с векторным управлением и фильтрацией в коммутирующие конденсаторы нечетно-кратных гармоник входных токов преобразовательных блоков была получена при стандартных для мощных преобразователей допущениях, соответствующих второму уровню абстракций [8], когда пренебрегают активным сопротивлением обмоток трансформаторов. Для использованного в лабораторном стенде оборудования указанное условие не выполняется, поэтому сравнение теоретических и экспериментальных данных выполнено только качественно.
Осциллограммы токов и напряжений были сняты для следующих параметров экспериментальной установки: C = 32 мкФ; R = 37,6 Ом, суммарное фазное напряжение на входе преобразовательного трансформатора 240 В. Для определения начала отсчета времени на всех осциллограммах приведено напряжение сети с действующим значением 220 В. Во всех осциллограммах масштаб по времени 2 мс/д.
На рис. 3, а изображены для фазы А осциллограммы напряжения (1) и тока сети (3), напряжения (2) и тока (4) на входе преобразователя. Осциллограммы получены в масштабе 100 В/д (1 и 2) 1 А/д = 100 мВ/д (3); 2 А/д = 200 мВ/д (4). На рис. 3, б изображена для фазы А осциллограмма напряжения сети (1) и токов блоков 9 (2) и 8 (3) (рис. 1). Осциллограммы получены в масштабе 100 В/д (1) 1 А/д = 100 мВ/д (2 и 3).
На рис. 3, а показано, что напряжение (2) и ток (4) на входе компенсированного преобразователя совпадают по фазе вследствие компенсации реактивной мощности, потребляемой преобразователем. Компенсация осуществляется коммутирующими конденсаторами. Добавочное напряжение, вносимое статором индукционного регулятора, изменяет амплитуду и фазу напряжения на входе преобразователя (2) по сравнению с напряжением сети (1). Вследствие этого первая гармоника тока (4), потребляемого преобразователем, опережает по фазе напряжение сети (1). Поэтому из сети потребляется реактивная мощность (ток (3) отстает по фазе от напряжения сети (1)).
Для эффективной работы компенсированного преобразователя с фильтрацией в коммутирующие конденсаторы нечетно-кратных гармоник входных токов преобразовательных блоков необходимо соблюдение равенства амплитуд входных токов преобразовательных блоков и соответствующего смещения по времени их временных зависимостей на 12-ю часть периода. В противном случае компенсирующее устройство будет осуществлять фильтрацию в коммутирующие конденсаторы также и четно-кратных гармоник токов. На осциллограммах рис. 3, б показано, что токи блоков (осциллограммы 2 и 3) фактически удовлетворяют вышеназванному условию.
а 
б
Рис. 3
а 
б
Рис. 4
На рис. 4, а изображены для фазы А осциллограмма напряжения сети (1) и напряжения коммутирующего конденсатора (2). Осциллограммы получены в масштабах 100 В/д (1) и 20 В/д (2). На рис. 4, б изображены осциллограмма напряжения сети (1) и напряжение (2) на вентиле фазы А коммутирующей группы блока 8 (рис. 1), прилегающей к катодному узлу блока. Осциллограммы получены в масштабах 100 В/д (1) и 100 В/д (2) для основного режима работы выпрямителя.
На рис. 4, а показано, что напряжение конденсатора содержит только нечетно-кратные гармоники, наибольшую амплитуду из которых имеют 5-я и 7-я гармоники. Амплитуда напряжения на конденсаторах значительно ниже амплитуды напряжения сети. Осциллограмма напряжения на вентиле (рис. 4, б) имеет вид, характерный для рассматриваемого компенсированного выпрямителя в режиме без повторной проводимости.
Таким образом, можно сделать вывод о том, что применение векторного управления эквивалентно с точки зрения преобразовательного агрегата регулированию амплитуд и фаз ЭДС эквивалентного источника, питающего преобразователь, что проявляется в соответствующем изменении временных диаграмм и характеристик протекающих в нем электромагнитных процессов. Это согласуется с ранее полученными теоретическими результатами [7, 10].
Выводы
1. Экспериментально продемонстрирована возможность векторного управления двенадцатифазным компенсированным выпрямителем с фильтрацией в коммутирующие конденсаторы нечетно-кратных гармоник входных токов преобразовательных блоков.
2. Показано, что влияние векторного управления можно рассматривать как изменение параметров эквивалентного источника, питающего преобразователь, соответствующим образом изменяющее временные диаграммы и характеристики протекающих в нем электромагнитных процессов.
3. Получены экспериментальные внешние и энергетические характеристики выпрямителя, качественно согласующиеся с теоретическими.
Рецензенты:
Ганджа С.А., д.т.н., профессор, декан энергетического факультета, ФГБОУ ВПО «Южно-Уральский государственный университет (НИУ)», г. Челябинск;
Воронин С.Г., д.т.н., профессор, зав. кафедрой «Электромеханика и электромеханические системы», ФГБОУ ВПО «Южно-Уральский государственный университет» (НИУ), г. Челябинск.
Работа поступила в редакцию 16.02.2015.
Библиографическая ссылка
Сафонов В.И., Хохлов Ю.И., Дзюба М.А., Лонзингер П.В. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОЕ ИССЛЕДОВАНИЕ ДВЕНАДЦАТИФАЗНОГО КОМПЕНСИРОВАННОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ С ВЕКТОРНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ // Фундаментальные исследования. – 2015. – № 4. – С. 140-144;URL: https://fundamental-research.ru/ru/article/view?id=37137 (дата обращения: 24.04.2024).